Post 73 - Configuração em Ponte - cálculo prático

    No post 71 em cálculo do VAS eu fiquei de demonstrar com mais detalhes uma maneira de polarizar um transistor na configuração de emissor comum em ponte de maneira prática começando do zero (lá para o cálculo do VAS já se tinha alguns valores e não foi necessário o cálculo inteiro).

    No post 3 bem no início desse blog eu mostrei uma maneira bem prática, quase sem cálculo nenhum para dar valores aos resistores nessa polarização para a maioria dos transitores pequenos de baixa potência, só ajustando os valores dos resistores empiricamente e ouvindo a qualidade sonora com o som da guitarra injetada na entrada. Já fiz dessa maneira varias vezes quando não necessitava muita precisão.

    No entanto, o ponto quiescente ideal de funcionamento do transistor na sua zona linear (entre   saturação e corte) poderia não se situar perfeitamente no meio da reta de carga.

  O modo de calcular a seguir dá muito mais precisão mas requer mais dados de datasheet do transistor específico, ainda assim usando apenas a lei de Ohm.

                                 R = V / I I = V / R V = R X I

    Tensão da fonte

  Pode ser qualquer tensão suportada pelo transistor mas geralmente tem-se os valores usuais que são 5V, 9V, 10V, 12V, 15V, 18V, 24V para transistores de pre amplificação.

  Usando como exemplo uma fonte Vcc de 15V com um transistor BC550 com um beta de 200 como referência

  Sabe-se que a tensão de junção entre base e emissor é de 0,6V ou 0,7V, como nunca se sabe exatamente (geralmente é 0,6V para os transistores de muito baixa potência) é melhor adotar sempre 0,65V para todos os casos.

  Corrente de Coletor Ic e de Emissor Ie

  O primeiro passo é estimar uma corrente para o coletor do transistor, o valor dessa corrente deve ser estimado baseado na potência do sinal que será aplicado na base, mais precisamente considerando o valor da tensão deste sinal pois o valor da corrente chega a ser insignificante.

  Se por exemplo o sinal ja vier amplificado de algum circuito externo ou estágio de circuito anterior poderá se estimada uma corrente de até uns 5mA. Se for um sinal muito fraco (tipo um microfone) a corrente estimada poderá ser bem baixa (uns 100uA a uns 400uA).

  Um sinal de um captador de guitarra por exemplo pode estar entre uns 100mV e no muito uns 500mV mas a potência é baixa pois a corrente nesse sinal é muito pouquinha, estimando entre 500uA a 1000uA (1mA) estaria de bom tamanho.

  Essa corrente estimada para o coletor será praticamente a mesma para o emissor. A diferença que houver deve ser muito pequena (se uma diminuir a outra aumenta).

  Enquanto maior o valor escolhido para a corrente de coletor menor ficará o valor do resistor RC no cálculo.

  Eu não aconselho que ao fazer o cálculo o valor de RC fique menor que uns 4K7 pois a distância entre o VCC da fonte e o VAC do sinal amplificado ficam separados por uma resistência de valor pequeno, apesar de ter uma capacitor na saida barrando a tensão contínua, as vezes uma minima flutuação da fonte pode vazar pelo capacitor passando ruido humm para circuito.

  Se for escolhida uma corrente de coletor muito pequena certamente o valor de RC será muito alto (por exemplo acima de 100K), também não seria legal porque R1 e R2 certamente ficariam com valores muito altos e circuito vir a ter muito sensibilidade de entrada. Se o valor de RC encontrado se situar entre 4K7 a 68K nunca deverá ter esses problemas.

  Cálculo de Rc

  Divide-se a tensão da fonte ao meio, assim no swing da onda do sinal de entrada os flancos negativos e positivos da onda teriam o mesmo espaço de valor para o lado negativo e o positivo. Se ficar muito fora do meio quando houver sinal máximo a onda ceifaria a crista em um dos lados e no outro lado não.

  Este meio é o ponto quiescente entre os pontos de saturação e corte do transistor.

  Sendo então no meio nesse exemplo a tensão no meio exato do transistor (entre VE e VB do transistor) será 7,5V contínuos, porém isto não significa que o swing máximo da onda alternada seria 3,75V para um lado e 3,75V para o outro lado. Poderíamos dizer que o transistor rouba um pouco da tensão para funcionar e máxima tensão obtida na amplificação será menor do que isso dependendo do varios fatores (valor do Beta, valor escolhido para RE, valor da transcondutância, VCE de saturação).

  Na melhor das hipóteses a tensão VC aparecerá como sendo 7,5V - 0,65V da junção base emissor, ou seja 6,85V assim qualquer valor entre 6,85V e 7,5V significa que o ponto medio quiescente está num ponto mais central da reta de carga.

  Como exemplo será estimado inicialmente uma corrente de 1mA

  Rc = 7,5V / 0,001A = 7500Ω = 7k5

  O valor de 7K5 não é um valor de resistor facilmente encontravel, podendo então aproximar para um valor de resistor mais facil de achar (6K8 ou 8K2 ou mesmo 10K) e recalcular a corrente de coletor. Escolhendo valor de 10K

  I = V / R = 7,5V / 10000 = 0,00075A (esta será então a corrente estimada)

  Rc = 7,5V / 0,00075A = 10000Ω = 10K

 Corrente de Base Ib

  Esta será o valor da corrente a ser utilizada quando for calculado R1 e R2

  Dividi-se a corrente de coletor pelo beta, usando o beta pouco acima do beta mínimo, fazendo 200 para BC547 a BC550

  Ib = 0,00075A / 200 = 0,00000375A = 3,75uA

 Cálculo de Re

  Re = Ve / Ie     invertendo as posições    Ie = Ve / Re    mas    Ie = Ic + Ib

  Ie = 750uA + 3,75uA = 753,75uA = 754uA = 0,00075mA

  A tensão de Ve depende do ganho que se quer, pode escolher qualquer valor entre 0,05V a cerca de 1V. O ganho final Av será muito dificil de se calcular pois a fórmula depende da transcondutância gm o que teria que ser feito o cálculo completo e bastante complicado.

  A fórmula seria GAv = - Rc / (1/gm + Re)

  Costuma-se fazer o ganho ignorando gm na fórmula (sendo apenas GAv = Rc/Re) mas não é correto, só estaria próximo da verdade se o ganho fosse de apenas umas 3 ou 4 vezes e um ganho tão pequeno não é praticamente utilizavel.

  Para evitar o uso da fórmula com transcondutância estima-se o ganho empiricamente de acordo com as aproximações abaixo (com frequência de 1Khz senoidal na entrada)

  Ve = 0,5V tem-se um a ganho aproximado de 6 a 10 vezes

  Ve = 0,05V o ganho será cerca de 41 vezes a 70 vezes conforme mais alta tensão VCC

  Ve = 1V um ganho menor que umas 5 vezes

  Escolhendo 0,5V

  Re = 0,5V / 0,00075A = 666Ω

  Cálculo de R1 e R2

  Para este cálculo existem duas proporções para determinar as correntes nestes resistores que podem ser usadas. O que muda entre escolher uma proporção ou a outra é uma modificação no valor do beta considerado no circuito.

  9 vezes para corrente em R2 e 10 vezes para a corrente em R1, ou

  6 vezes para a corrente em R2 e 6,5 vezes para a corrente em R1. Eu prefiro esta pois dá uma impedância de entrada um pouquinho mais alta. É feito da seguinte maneira.

  Corrente sobre o resistor R2 ( IR2 )

  A corrente de IR2 será 6 vezes maior que a corrente de base Ib encontrada que foi de 3,75uA, assim

  IR2 = 0,00000375A x 6 = 0,0000225A

  Cálculo de R2

  A tensão para o cálculo deverá ser a tensão da junção base-emissor que é entre 0,6V e 0,7V será feito então usando 0,65V somada a tensão de emissor

  R2 = (0,65V + 0,5) / 0,0000225A = 1,15V / 0,0000225 = 51100 = 51K

  Corrente sobre o resistor R1 ( IR1 )

  Faz-se IR1 cerca de 6,5 vezes a corrente de base

  0,00000375A x 6,5 = 0,000024375A

  Cálculo de R1

  R1 = ( 15V - 1,15V) / 0,000024375A = 13,85V / 0,000024375A = 568200 = 568K

 

  Aproximando os valores dos resistores

  Neste exemplo as aproximações dos valores para valores de resistores comerciais fabricados está facil (seria 560K e 51K) mas o importante é o fator obtido pela divisão de tensão entre R1 e R2. No exemplo 568/51 = 11,13

  Se tivesse que escolher um valor de resistor fabricado de 470K para R1, então R2 seria 470k/11,13 = 42,2K (que não é um valor facil de achar no comercio).

  Se escolher 390K para R1 então R2 seria 390k/11,13 = 35K O valor mais próximo é 33K sendo que R1 teria que ser um pouco menor que 390K.

  Observação: Se o cálculo tivesse sido feito com a proporção das correntes de 9 para R2 e 10 para R1 teria-se obtido valores próximos de 390K e 35K. Com 35K em R2 a impedância de entrada fica menor do que com os 51K encontrados com a proporção de 6 e 6,5.

  Foi utilizado um beta de valor 200 para o transistor BC549 (geralmento o BC549 tem um beta maior que isso), ao se mudar os valores de R1 e R2 usando o mesmo fator mantem-se a porporção mas o beta estimado muda o valor (não muito).

  Este é o meu jeito de calcular (não vai achar assim em livros) e feito dessa maneira sempre dá certo mas não se obtem exatamente o valor do ganho final (Av), apenas o que foi estimado. 

  Esta configuração em ponte é muito badalada nos ensinamentos de eletrônica mas a meu ver não é a ideal (a menos que se necessite de um ganho absurdo com apenas um transistor), a configuração autopolarização que pouco se fala nela (ver post 4) é bem mais estavel e pode-se variar o ganho mais facilmente só variando o valor de Re. (em ponte se variar muito o Re acaba saindo tudo fora do cálculo).

Post 72 - Polarizando um Giannini - parte 5

    Realimentação negativa realimentação global

  Realimentação é um retorno do sinal e da-se o nome de negativa porque o sinal terá que estar com a fase invertida em relação ao próprio sinal injetado. Logicamente é retornado com um ganho muito menor (se for com mesmo ganho uma fase anula a outra) com o intuito neste caso de reduzir distorção. O nivel retornado é geralmente em torno de 1/20 (um vigésimo) apenas em relação ao sinal injetado, este nivel pode ser maior ou menor dependendo do grau de distorção que se quer diminuir ou o ganho que se quer obter em função da sensibilidade de entrada.

  Ao se projetar dependendo da quantidade de transistores usados no projeto vai se fazendo um estudo de onde em cada transistor a fase vai se invertendo (dependendo de onde se retira o sinal no coletor ou no emissor), neste caso na topologia usada isto já foi feito e já se sabe que o sinal ao retornar em Q2 sairá invertido em relação a Q1.

  Na topologia tradicional mais usada onde o alto falante é conectado entre a saida e o terra  (C2 e R5 teriam que estar em posições trocadas), o ganho é dado basicamente por R4 / R5 , sendo que R5 poderia ser de 1K assim:

  22K /1K = 22 vezes.

  Entretanto neste desenho o engenheiro optou por colocar C2 e R5 em posições trocadas e retirando o polo negativo do alto falante no ponto de junção entre C2 e R5. Neste caso o ganho será dado basicamente pelo valor da resistência do alto falante dividido por R5 (que terá que ter um valor baixíssimo), assim

  ganho = RFalante / R5 = 8Ω / 0,33Ω = 24 vezes

  Na realidade seria o paralelo entre R4 e o R do alto falante (daria 7,997Ω ao invéz de 8) sobre R5.

  Se o alto falante for de 4Ω então R5 teria que ser a metade de 0,33Ω senão a potência seria apenas a metade.

  R4 poderia ser então qualquer valor alto que praticamente não influenciaria no cálculo, no entanto seu valor ajuda a ajustar o formato da onda quadrada nas altissimas frequências. Mantem-se o valor próximo a R3 (para este desenho) e o valor ideal se obteria em testes com um gerador de onda quadrada e osciloscópio.

  Sensibilidade de entrada

  Agora tendo o ganho dá pra ter ideia da sensibilidade de entrada pois amplificou 24 vezes, então:

  V(pico) / ganho = tensão máxima necessária na entrada

  29,2V / 24 = 1,22V

  Qualquer pré amplificador de guitarra dá uma tensão de saida maior que essa e portanto o suficiente para se obter um som limpo de guitarra, se exceder este valor o som sairá saturado a distorcido mais sujo (dependendo do quanto a mais) porem rico em harmônicos ímpares que não é o ideal para guitarras pois amplificadores com entrada em par diferencial não dá hamônicos pares nem a pau. É usada esta topologia porque é facil de fazer.

  No caso de se querer maior sensibilidade na entrada R5 é quem controla o ganho e pode ser diminuido para 0,27Ω (cerca de 1V) ou 0,22Ω (cerca de 820mV) ou até 0,1Ω se necessário para usar como amplificador de som entre média e boa qualidade mas não alta fidelidade.

  Impedância de entrada

  É basicamente ditada pelo valor de R1, e R1 se basea pelo valor de R4. R1 deve no mínimo igual ou maior que R4, geralmente se faz duas ou quatro vezes maior mas pode ser maior, não é algo crítico. Se mantiver R4 = 22K então R1 pode ser 22K, 47k, 100K.

  O capacitor de entrada C1 influencia nas frequência muito baixas o que não importa muito para guitarras (0,047uF é mais que suficiente), mas para contrabaixo ou amplificador de som (música) precisa ser maior senão as frequências abaixo de 100hz perdem o volume. 1uF seria mais do que o suficiente mas sempre um capacitor cerâmico ou poliester é preferivel (1uF já seria eletrolítico) e neste caso para reduzir o tamanho 0,47uF daria conta do recado.

  O cálculo para um valor exato do capacitor a partir uma frequência mínima que se queira não é dificil e tem a riviria na internet, mas não perco este tempo, Os valores dados acima servem para a maioria dos amplificadores com impedâncias maiores que 10K (impedâncias menores aumenta-se os valores dos capacitores e vice-versa).

  Capacitor C3 - realimentação local

  Isso já foi visto em algum post sobre pedal de distorção, um capacitor colocado nesta posição (entre o coletor e a base) ele injeta de volta na base o sinal que sai do coletor, como o sinal no coletor sai com a fase invertida em relação ao sinal injetado na base, as fases tendem a se anularem mas o capacitor sendo de muito pequeno valor tenderá anular somente as altíssimas frequências que conseguem passar de volta por ele. Como a realimentação é de um componente para o proprio componente então se diz realimentação local.

  Aqui pode ser chamado de capacitor de Miller que é o efeito indesejavel de capacitâncias parasitas que seriam amplificados pelo transistor VAS (é mais ou menos isso), praticamente é impossivel não ter um capacitor nesse local, sem ele o circuito oscilará nas altas frequências (audiveis ou não).

  O ideal é ter o menor valor possivel para não limitar muito a resposta de frequências acima de frequência audivel. Num amplificador Hi-Fi o valor do capacitor não deve passar de uns 20pF pois se quer uma onda perfeita acima de 60Khz (pelo menos 3 vezes maior que 20Khz que é o limite da audição). Para guitarra isso não importa em praticamente nada, o capacitor pode ser entre 47pF a 100pF mas pode-se experimentar um valor menor (uns 33pF por exemplo).

  Acho que até aqui está explicado os critérios de dimensionamento apenas práticos para essa topologia para um amplificador simplificado, esse é o modo que eu aprendi retirados de revistas antigas (algumas com erros), a partir de alguns livros e parte concluido por mim mesmo.

  O esquema mostrado para o exemplo está tal qual eu montei nos anos 90 (exato como vinha no bagão giannini). Nos próximos posts mostrarei uma versão otimizada com impresso e detalhes para montagem.

Post 71 - Polarizando um Giannini - parte 4

     Cálculo no par diferencial

  A tensão no emissor de Q1 e Q2 é a tensão de 36V menos cerca de 0,6 ou 0,7V da queda entre base e emissor. Fazendo 0,65V

  36V - 0,65V = 35,35V

  Razão de rejeição de modo comum

 

  Este nome pomposo é apenas para dizer que o par diferencial deve fucionar de modo a captar o menor ruido externo indesejavel possivel, rejeitar ruidos. Para isto acontecer da melhor forma a corrente para o cálculo de R2 deve ser a menor possivel o que implica em um valor de resistência alta distanciando o +B do terra, este valor sendo alto ainda diminui a variação da corrente quando a tensão da alimentação cair. A tensão tende a cair quanto mais potência for exigida mas a corrente deve ficar fixa num determinado valor.

  Num amplificador mais elaborado se usa uma fonte de corrente constante ao invés de um simples resistor mas para um amplificador de guitarra não afeta muito usar apenas um resistor pois toda essa variação entre corrente e tensão é maior nas frequências mais baixas (onde se puxa mais corrente) o que não é o caso do som das guitarras.

  Geralmente se estima um valor de 1mA ou 2mA para ficar facil o cálculo (como expliquei num post anterior), esta corrente é chamada corrente de cauda. Na prática estima-se nesse caso para alta rejeição de modo comum um valor de corrente umas 10 vezes menor que a usada no bootstrap (foi de 6mA), assim usando 0,006A /10 = 0,0006 ou 600uA

  O valor de R2 então será 35,35V / 0,0006 = 58916Ω ≈ 59K no circuito foi usado o valor mais próximo disso 56K. Teve-se assim um valor maior de resistência usando uma corrente menor que 1mA.

  Essa corrente irá se diividir indo a metade para Q1 e outra metade para Q2.

Cálculo no VAZ

  Esta é a parte mais complicada de ser feita de um modo apenas prático

  Neste tipo de circuito tem-se dois diodos (D1 e D2) para barrar o semi-ciclo positivo do sinal vindo do VAS e também servir como sensor de temperatura (ficam encostados no dissipador dos transistores de saida) para manter a corrente estavel. O Resistor R8 (56Ω) é só pra não deixar a atuação ser muito drástica (qualquer valor bem baixo serve). Um amplificador de até uns 100W pode usar esse sistema usando dois diodos, mais potência que isso precisa de algo mais sofisticado usando um transistor (chamado de amplificador de VBE). 

    Em algum outro post mais frente ainda falarei sobre estes sistemas de sensores de calor para controlar a corrente automáticamente e a imperfeição dos mesmos num amplificador (que jamais acontece nas válvulas) que alguns ditos perfeccionistas de Hi-End trasistorizados insistem em não enxergar.

  Q3 está polarizado em ponte, o divisor de tensão na base (R3 e R2 passando por Q1). Tem-se a tensão de 35,35V no emissor de Q1 e a mesma tensão de 35,35V na base de Q5 (que também polariza o coletor de Q3). No entanto a polarização do coletor está atenuada pelos diodos D1 e D2 e ainda tem a queda de tensão no emissor de Q3.

  A queda de tensão nos diodos será de cerca de 1,3V a 1,4V mais a queda de 0,65V entre a base de Q3 e seu emissor (ainda existe uma pequena queda provocada por R8).

  A ideia no caso (no meu entender) seria saber como se polariza um transistor em ponte calculando o ganho, as correntes, etc, pelo modo acadêmico com todas as dificuldades que citei anteriormente, ou então pelo menos de uma maneira prática. Num post lá atras no início deste blog eu mostrei uma maneira prática meio sem vergonha de fazer funcionar uma amplificação de um transistor em ponte. Quando terminar esta serie sobre etapas de potência eu vou mostrar como eu calculo isso de uma maneira mais sofisticada (com mais cálculos e mais precisa) mas ainda sim prática.

  No caso aqui no entanto, já se tem o valor de R2 (falta R3 para fazer o divisor de tensão) e o resistor de coletor é R6, R7 e R8 em serie (falta R9 de emissor).

  O ganho de Q3 é bastante dependente do beta do transistor a ser usado e precisa ter um valor bem baixo para R9 e assim se obter bastante amplificação. De maneira simplificada o valor de R9 poderá ser estimado, um capacitor C5 ajuda a aumentar o ganho.

  No circuito o R9 foi usado 330Ω para ficar facil a montagem pois é o mesmo valor escolhido para R11 e R15 (poderia ser ainda menor mas o transistor esquentaria mais). É necessário então uma corrente para calcular R3. Dividindo a corrente de coletor (foi escolhido um valor de 6mA) pelo beta de Q3 tem-se a corrente de base IB.

  Estimando em 200 o beta do BC337.

  IB = 0,006 / 200 = 0,00003A ou 30uA (esta ainda não é a corrente em R3)

  A tensão na base é 0,65V que é a diferença entre base e emissor somada no caso com a diferença da queda de tensão provocada pelos diodos e R8 (que não foi sequer calculada), tem-se então um total de pelo menos 2V e poderá ser estimado em uns 3 ou 4V entre a base e o -36V.

  O valor de R3 não é muito crítico pois será dependente do beta do transistor e mesmo que se calcule para o beta de um transistor, se trocar o transistor por um de beta diferente o circuito funciona a mesma coisa sem muito prejuizo para o ganho.

  A corrente em R3 deve ser 6 vezes maior que a corrente calculada IB sempre (isto será visto com detalhe em post mais pra frente no modo mais sofisticado de um cálculo em ponte prático), assim:

  RIBase = 0,00003 x 6 = 0,00018A

  Estimando em 4V acima para a tensão na base tem-se:

  R3 = V / I = 4 / 0,00018A = 22K

  Se considerar a diferença de apenas 2V tem-se 2 / 0,00018 = 11K

  Se for usado um transistor de beta mais baixo e repetindo estas contas todas, R3 dará um valor mais baixo ainda, e neste caso pode se quizer aumentar a diferença de 4V para 5 ou 6V de forma a obter um valor de R3 mais alto.

continua. . .

Post 70 - Polarizando um Giannini - parte 3

   Cálculo dos drives excitadores

  A corrente no coletor do transistor driver Q5 será a corrente de coletor do transistor de saida Q6 dividido pelo beta mínimo do transistor de saida, no caso aqui é o Tip41C cujo valor do beta no datasheet da Fairchild é exatamente 30 para uma corrente menor que 3A, assim:

  Ic Q5 = 1,77A / 30 = 0,059A = 59mA (em torno desse valor)

  Para saber a dissipação dos transistores de driver seria necessário saber a tensão entre o emissor e o coletor de Q5 não será os 29,2V. Existe uma pequena queda de tensão sobre o resistor R16 (ainda não calculada), existe uma queda tensão dos resistores de ballast (R17 e R15 calculada de 1,2V) mais a queda de 0,65V correspondente a junção base emissor de Q6. Somado a estas quedas ainda há a tensão de saturação VCE do transistor excitador que com certeza é ligeiramente menor que a considerada no transistor de saida (por ser um transistor de menor potência. Isto tudo é diminuido da tensão da fonte (exatamente como feito para o transistor de saida).

  Como saber a dissipação não necessita um valor exato, para a facilidade de cálculo pode-se usar o a mesma tensão de 29,2V dos transistores de saida (sairia mais ou menos elas por elas).

 

  A dissipação de potência no driver então será:

  PdissQ5 = ( 29,2V x 0,059 ) / 2 = 0,86W = 860mW

  Foi dividido por 2 para se obter um potência efetiva (??? foi dessa forma que eu aprendi sem maiores explicações!).

  Geralmente se escolhe para essa função transistores tipo BD139 e BD140 de disspação bem maior que isso tendo então bastante folga. Neste circuito da Giannini foram usados (por economia) os transistores BC337 e BC237 (dependendo do fabricante dissipam 800mW) e não se aquecem pois na realidade o sinal máximo não é uma onda quadrada.

  Corrente na base do driver - Aqui a regra é dividir a corrente do coletor do drive Q5 pelo beta do proprio drive. Foi usado o par BC337 e BC327 cujo beta varia entre 100 a 630 (no datasheet), assim estimando um beta de 200.

                                                          0,059A / 200 = 0,000295A = 295uA

  No entanto esta corrente de base tem pouca importância pois se for usado um transistor de maior dissipação (mais potente tipo um BD139 e 140) teria-se um beta menor e uma corrente maior, essa corrente geralmente fica na casa dos microamperes.

  O resistor R6 em serie com R7 polariza a base do driver mas a corrente exigida pelo driver é no caso apenas 295uA (também polariza o coletor de Q3 onde irá maior corrente).

  Resistores de emissor do driver Q5 e coletor do driver Q4 (R15 e R11)

  A escolha do valor destes resistores é um cálculo bastante complicado quando se quer uma precisão absoluta do circuito (exige a resistência interna da base do transistor e o gráfico). De um modo prático sempre se escolhe valores entre 100Ω a 470Ω. Se da preferência por valores maiores pois reduz a distorção THD (guitarra não está nem ai pra isso) mas isto de acordo com a corrente encontrada na base do driver. Se a corrente é baixa (transistores com beta alto) pode se optar por valores mais altos dos resistores, se a corrente for alta diminui-se os valores dos resistores.

  Neste circuito foi escolhido 330Ω para os resistores, em termos práticos não afeta em nada se usar 470Ω ou 150Ω por exemplo. O mais importante é estes dois resistores devem ter os valores mais iguais possivel (de preferência com margem de erro de 1%) pois valores diferentes causa uma distorção perceptivel.

  

  Cálculo do Bootstrap (capacitor C4)

  O funcionamento de um bootstrap já foi explicado em um dos posts anteriores.

  Considera-se ínicialmente os resistores em serie R6 e R7 como se fosse um único resistor. Estes dois resistores polarizam ao mesmo tempo a base de Q5 e o coletor de Q3 e é a fonte de corrente (em circuito mais complexo se utiliza uma fonte de corrente mais constante).

  Para que não se fique tão dependente dos betas dos transistores de drivers, geralmente se fixa uma corrente em qualquer valor entre 6mA a 8mA que é mais que suficiente (a base de Q5 chupou apenas 295uA e Q4 será mais ou menos o mesmo tanto), quem precisa de mais corrente é o coletor do transistor Q3 do VAS. Conforme maior potência do amplificador e maior nivel de sinal vindo do pre-amplificador, pode se escolher uma corrente ligeiramente maior (os drivers serão maiores e de beta menores chupando mais corrente). Escolhendo 6mA.

  Dimininui-se da tensão de 36V o valor de 0,65V correspondente a queda no emissor de Q5.

  36V - 0,65 = 35,35V

  Com essa tensão da para achar o valor do único resistor (R6 + R7).

  R6 + R7 = 35,35V / 0,006A = 5891Ω

  Dividindo-se o valor encontrado por 2 tem-se valores iguais para R6 e R7 o que daria a metade da tensão em cima do capacitor C4 do bootstrap, geralmente para melhor eficiência do bootstrap faz-se o resistor R6 sendo 1/3 do valor de R7 (em qualquer amplificador) carregando assim o capacitor com uma tensão ligeiramente mais alta. No circuito os valores são de 1K8 e 3K9 (totalizando 5K7).

  O comportamente de C4 em relação ao sinal AC é que ele pega um pouco do sinal de saida e retorna este sinal na entrada de Q5 (uma realimentação local), assim enquanto maior seu valor mais frequências baixas irão passar. Para guitarras 10uF está de bom tamanho (se fosse um amplificador de contrabaixo uns 100uF no máximo).

  O capacitor já está previamente carregado com tensão DC que quando somado a uma fase do sinal AC se tem uma tensão mais alta empurrando então um reforço no ganho, este funcionamento é chamado de bootstrap. A tensão desse capacitor deve ser pelo menos uma vez e meia a tensão obtida na junção entre R6 e R7, assim:

  35,35V ------- 100%

  VC3 -------- 33% (a tensão de queda em R6 foi escolhida ser a terça parte)

  VC3 = 11,66V então

  35,35V - 11,66V = 23,68V esta é a tensão na junção

  23,68V + 23,68 / 2 = 35,5V ou seja, um capacitor de 10uF/35V

  Na realidade devido a inversão na colocação entre o resistor R5 e o capacitor C2 (explicado anteriormente) o bootstrap deste modo perde um pouco a eficiência.

  O comportamente de C4 em relação a fonte DC, ele serve para maior estabilidade da tensão pois é um filtro neste ponto do circuito. Logicamente se o valor de R6 for maior implica em poder usar um valor de C4 menor.

 Continua. . .

Post 69 - Polarizando um Giannini - parte 2

 Sequência do cálculo  (desenho no post anterior)

  Ainda não se tem a sensibilidade de entrada, ou seja, o valor da tensão máxima de entrada, isso se obtem no final conforme o valor escolhido para alguns resistores. Considera-se que será aplicado na entrada uma tensão senoidal na frequência de 1khz (pode ser outra frequência por exemplo 440hz) de modo a ser a maior tensão possivel antes da onda clipar (ceifar nas extremidades), ou seja, se obter uma sonoridade limpa na saida do amplificador.

  Este valor ainda não conhecido deve então multiplicado pela √2 (ou seja 1,41) para se obter a tensão de pico que corresponde uma onda quadrada aplicada, ou seja a coisa é toda feita supondo uma onda quadrada na entrada.

  A qualidade da reprodução dessa onda quadrada basicamente determina a qualidade do amplificador, a medição disso utlizando um gerador de sinal em varias frequências e um osciloscópio é outro assunto. Utilizando essa topologia geralmente se consegue uma boa qualidade por mais simplificado que se use sem melhorias extras no esquema (espelho de corrente, fonte de corrente constante, etc), ou a não ser que se erre muito no cálculo e nas margens de erros dos componentes em alguns pontos do esquema.

  Começa-se o cálculo de traz pra frente, ou seja pelo etapa dos transistores de saida, a tensão da fonte e a impedância do alto falante. Se não soubesse a tensão da fonte seria necessário saber a potência do amplificador ou escolher a potência que se queira. Será mostrado das duas maneiras.

  Quando se conhece o valor da tensão da fonte

  Nesse Giannini a tensão é de +36V e -36V. O alto falante de 8Ω.

  Escolhe-se então um lado do Push-Pull no desenho, supondo que se escolha o lado que se tem Q6, R17 e R18. Dos 36V tem-se que calcular a tensão sobre cada componente.

  Dos 36Vcc da fonte, de cara se pode reduzir em cerca de 10% que corresponderá a perdas na propria fonte, perdas no proprio circuito e em uma escala menor, o consumo no restante do circuito (ainda sem considerar a etapa dos transistores de saida). então 36V - 3,6V = 32,4V

  Os transistores de saida são os Tip41C, o valor de saturação de VCE no datasheet é de 1,5V, supondo que não se conhece o transistor ou se use outro sabendo-se apenas que é um modelo de acabamento plastico de média potência então escolheria-se um VCE de 2. Este VCE corresponde a um valor de tensão considerada esperdiçada no transistor no decorrente do seu funcionamento. Dai então se deduz este valor na fonte, assim 32,4V - 2V = 30,4V

  Para os resistores de ballast escolhe-se arbitrariamente um valor de resistor a ser usado no circuito. Já foi visto no post 64 quando se é melhor ter um valor maior ou menor. Será escolhido o valor de 0.33Ω para ficar igual ao valor original do circuito. Como ainda não se tem o valor da corrente máxima não da pra saber ainda qual a queda de tensão exata nos ballasts mas dá para estimar aproximadamente com a queda da tensão da fonte calculada até aqui.

  Corrente máxima provisória

  Calcula-se então uma corrente máxima provisoria aproximada com o valor de tensão descontado da fonte até aqui. I = V/R

  Imax(provisório) = Vcc da fonte / R falante = 30,4 / 8 = 3,8A

  A corrente em cada ramo do push-pull será a metade 3,8A / 2 = 1,9A

  Tensão em cima dos resistores de ballast

  Assim a tensão em cima dos resistores de ballast será: V = RI

  Vbal = 1,9A x 0,33Ω = 0,6V O engenheiro do projeto optou por duas proteções sendo dois resistores (R16 e R17), assim seria então 1,2V.

  Tensão extraida dos transistores de saida

  Então a queda de tensão total será 30,4V - 1,2V = 29,2V

  Dos 36Vcc apenas estes 29,2V virão dos transistores de saida como Vac (+29,2V e -29,2V) entretanto uma onda quadrada é como se fosse um tensão contínua.

Esta tensão será chamada de tensão alternada de pico, ou seja, será considerada a tensão máxima do sinal na saida do amplificador quando houver uma onda quadrada aplicada na entrada.

  Observa-se que é uma tensão estimada (não é um valor exato), no circuito final montado isso poderá ser um pouco mais ou um pouco menos.

Cálculo da potência do amplificador

  Tendo esta tensão é possivel cálcular a potência máxima do amplificador pela fórmula:

  Psaida = ( Vpico )² / 2 x Rfalante

  Psaida = (29,2V)² / 2 x 8Ω = 53,3W (também é um valor aproximado)

  Sem conhecer o valor da tensão da fonte

  Supondo que não se soubesse a tensão da fonte e se quizesse extrair com o esquema dado 53W de potência. O raciocínio é ao contrário:

  invertendo a fórmula tem-se: ( Vsaida )² = 2Rfalante x Psaida

  (Vsaida)² = 16 x 53,3W assim Vsaida = √ ( 16 x 53,3 ) = 29,2V

  Adiciona-se o valor de VCE saturado = 2V então 29,2 + 2 = 31,2V

  Calcula-se a corrente máxima provisória aproximada e com essa corrente, cálcula-se a valor da queda de tensão nos ballasts (+1,2V), em cima disso tudo estima-se cerca de 10% a mais. Neste caso como se teria 32,4V os 10% seria 3,24V (e não 3,6V como no processo feito com a tensão da fonte). Daria uma tensão final de 35,64V para a fonte e arredonda-se para 36V.

  Corrente máxima real definitiva

  O importante é que o valor de 29,2V é o valor usado para o cálculo daqui pra frente (sendo generoso supondo que não haverá mais perdas). Assim pode-se ter a corrente máxima definitiva.

  Imax = 29,2 / 8Ω = 3,65A   (no cálculo provisório deu 3,8)

  observação: a corrente máxima é considerando os dois transistores do push-pull juntos, a tensão é 29,2V de cada transistor de saida mas cada um conduz um semi-ciclo de cada vez. Então seria 3,65A /2 e cada ramo do PP = 1,77A.

  Corrente média - Será o consumo de corrente em cada ramo do PP quando for aplicado uma onda senoidal máxima na entrada do amplificador e obtida na saida a onda senoidal máxima sem distorcer. Em tese é a corrente mínima para o cálculo do transformador de força. É dada pela fórmula:

  Imedio = Imáx / ∏ = 3.65A / 3,14 = 1,16A

  Escolha dos componentes nessa etapa de saida

  Transistores de saida

  Sempre se terá o momento em que um dos transistores de saida está inativo então a tensão de pico será a tensão de 29,2 mais a tensão em um dos ramos, ou seja mais a metade da tensão da fonte.

  29,2V + 36V = 65,2V escolhe-se um transistor com tensão de coletor emissor superior a essa (o Tip41C suporta 100V).

  A corrente suportada no coletor do transistor é melhor que seja maior que a corrente máxima consumida que é de 3,65A (em torno do dobro). O Tip41C suporta 6A (de acordo com seu datasheet).

  Para os resistores de ballasts que são de 0,33Ω é preciso saber a potência dissipada neles. Com a corrente definitiva. A corrente máxima definitiva é

  Vbal = 1,77A x 0,33 = 0,58V então sendo P = VI = 0,58V x 1,77A = 1,03W ≈ 1W

  Assim cada resistor deve dissipar 1W, escolhe-se então um com dissipação maior que isso. Um resistor de 0R33 por 2W (de fio) é facilmente encontrado.

observação - A tensão final da fonte deve ter sempre alguns volts a mais (por isso os 10% a mais no mínimo), pode-se reparar que no ramo do PP formado por R14, Q7, R12 e R13 tem um ballast a mais (não sei exatamente porque razão).

continua. . .

Post 68 - Polarizando um Giannini - parte 1

   Nestas postagens a seguir vou expor a maneira prática que eu faço para saber os valores de resistores e capacitores descobrindo as tensões e correntes em cada ponto do circuito da etapa de potência. É um modo simplificado e portanto não tem uma precisão de engenheiro mas funciona nesta topologia de circuito (que é a mais comumente usada).

  Esta é a etapa de potência usada no amplificador da Giannini conhecido na época como “Bagão” porque era o modelo mais potente que o famoso Baguinho da Giannini, o amplificador ganhou esse nome popular porque os modelos tinham as letras BAG1, BAG7, etc.

  Não se sabe de onde a Giannini copiou esse esquema (eles nunca projetaram nada), mas é um circuito muito bem projetado pois se consegue arrancar 50W limpos com pouquíssimos componentes e componentes baratos sendo então um circuito bem econômico.

  Este esquema não está na internet, eu copiei observando a placa original do amplificador (varios deles) na época ( nos anos 80 e 90). Eu montei uns 15 ou mais dessas potências com diferentes desenhos que fiz da placa na época.

   Como se vê a topologia é o básica classe AB com com par diferencial na entrada porém tem uma pequena modificação que foi a colocação de C2 e R5 invertidos onde o R5 faz uma função tipo terra virtual sendo o negativo do alto falante retirado desse terra virtual (num amplificador combo não precisaria de jack de saida). Nessa configuração o valor de R5 fica praticamente sendo o mesmo valor dos resistores de ballasts.

  Desse modo facilita uma montagem em serie (valores de resistores iguais facilita na montagem), uma mínima variação de R5 afeta o ganho, por exemplo com um transformador bem mais potente diminuindo R5 para 0,22Ω aumenta bastante o ganho (se não aumentar a potência do trafo irá dar hummm no som). Logicamente tudo depende também de se ter os transistores de maior potência pois haverá também mais aquecimento. Configurado nessa forma o som é bastante limpo (mais até do que do modo convencional com C2 no terra).

  Pode-se observar também os valores de R9, R11 e R15 tudo igual de 330Ω para ficar facil numa linha de montagem

 Convencionando os hfe (betas) dos transistores

  Antes de iniciar a coisa toda é preciso convencionar os betas dos transistores, o que é um chute (no saco) porque no proprio datasheet dos transistores que serão escolhidos muitas vezes há varios valores de beta para um mesmo transistor com condições diferentes de correntes. Assim muitas vezes não dá pra usar o valor de beta que está no datasheet.

  A regra geral é que usando valores maiores para o valor de beta sempre se terá valores menores de corrente de consumo, ou seja, transistores com ganho beta maior necessitam de menos corrente.

  Enquanto maior a potência do transistor menor é o seu beta, ex: um 2n3055 tem um beta de 30 e suporta uma corrente de 15A e um BC548 pode ter um beta mínimo de 100 mas suporta uma corrente de apenas 0,1A.

  Assim tem-se que convencionar ou estimar empiricamente quando será usado o Beta mínimo ou um beta médio, valores estes encontrados nos datasheets dos transistores. Os valores serão 30, 40, 50, 100 ou 200 dependendo do tamanho do transistor.

Convencionando a tensão de saturação VCE dos transistores

  A voltagem ou tensão de saturação entre coletor e emissor está entre 0,5V a 3V dependendo do transistor, transistores potentes é sempre maior, geralmente 2 ou 3V e precisa-se destes valores para o cálculo nos transistores de saida. Nos datasheets de transistores é dado este valor mas não é necessário seguir a risca. Geralmente se usa um valor ligeiramente maior (antes ter tensão de sobra na fonte do que faltar).

  Outros valores de tensão suportado pelos transistores usados bem como correntes e potência de dissipação serão observados no datasheet de acordo com o momento do cálculo.

continua. . .

Post 67 - Transistores - como é complicado

Poucos no mundo sabem - quem dera eu soubesse 

   Para se fazer os cálculos acadêmicos, ou seja, que os engenheiros fazem para calcular todas os componentes de um amplificador é muito complicado. Aqui vai uma amostra da quantidade de parâmetros envolvidos que eles têm que lidar.

Ganho de corrente Beta (Hfe) do transistor

  Num cálculo prático se faz uso apenas do beta mas num cálculo acadêmico o beta é menos importante. Uma pequena corrente aplicada na base do transistor causa uma corrente muito maior no coletor, essa proporção é o beta.

Transcondutância ( gm ) do transistor

  É a mudança do valor de corrente no coletor de acordo com a mudança de valor de tensão na junção base-emissor. A unidade é o Siemens (amperes por volt). Este é o parâmetro mais importante ao invés do beta e tem que saber interpretar gráfico.

 

  A transcondutância é também chamada do “mho” porque matematicamente é o inverso da resistência (que é “ohm”).

  O volt usado no cálculo da transcondutância tem a ver com a temperatura (chamado de tensão térmica ou volt térmico), ou seja tem valor diferente no cálculo conforme a temperatura.

  Resistência de emissor dinâmica ( "re” )

  É o tratamento que se da a transcondutância como se ela fosse uma resistência de emissor dinâmica para facilitar um pouquinho a coisa. “re” será sempre 26Ω para a temperatura ambiente e uma corrente fixa de coletor de 1mA. Se mudar um desses valores muda a coisa toda.

  A partir desses parâmetros se calcula a resistência efetiva de entrada da base do transistor. Soma-se a isso tudo o cálculo do “efeito mais cedo” (early effect) que é quando há o aumento da corrente de coletor e junto o aumento da tensão de coletor (não sei que nome em Português os acadêmicos dariam para isso).

  Capacitância de junção

  É a capacitância existente entre a junção base-emissor e a junção base-coletor. ainda tem a

velocidade do transistor, a frequência de transição, tem a SOA (safe operation area) que é a area segura de operação e talvez mais algumas coisas (tudo com gráficos).

  Pronto, agora é só juntar tudo isso e ir na calculadora fazendo as contas e ai sim poder calcular os valores dos outros componentes no circuito. Até parece que é facil e isso é só para os transistores.

  Eu só estudei curso técnico e nunca vi nada disso, quando leio sobre fico perdidinho porque é dificil de acompanhar a menos que se tenha um professor que saiba explicar muito bem. Duvido muito que universidades de eletrônica dêm muita ênfaze a isto. Pode-se contar nos dedos os livros que têm esse assunto a fundo.